電気制御部材を流れる電流又は電気制御部材の端子間の電圧を制御する回路

专利摘要:
電気制御部材における電流及び制御部材の端子間の電圧を制御する回路を提供する。 電気制御部材（１１０）において電流を制御するための回路３００であって、電気制御部材（１１０）は、４つの端子（１０５，１０６，１０７，１０８）備えるブリッジと、４つの制御スイッチ（ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬ）と、電源（１０９）と、４つのスイッチのうち少なくとも２つのスイッチに対するＰＷＭ制御手段とを備えている。制御回路は、第１のスイッチ（ＡＨ）及び第４のスイッチ（ＢＬ）は閉じており、第２のスイッチ（ＢＨ）及び第３のスイッチ（ＡＬ）は開いている第１の状態、第２のスイッチ（ＢＨ）及び第３のスイッチ（ＡＬ）は閉じており、第１のスイッチ（ＡＨ）及び第４のスイッチ（ＢＬ）は開いている第２の状態、及び次の２つの状態のうち少なくとも１つの状態であることを示す。すなわち、第３のスイッチ（ＡＬ）及び第４のスイッチ（ＢＬ）は閉じており、第１のスイッチ（ＡＨ）及び第２のスイッチ（ＢＨ）は開いている第３の状態、及び／又は第１のスイッチ（ＡＨ）及び第２のスイッチ（ＢＨ）は閉じており、第３のスイッチ（ＡＬ）及び第４のスイッチ（ＢＬ）は開いている第４の状態とである。
公开号:JP2011507463A
申请号:JP2010536504
申请日:2008-12-04
公开日:2011-03-03
发明作者:コーベール ギョーム；オブレーシュ ジュリアン；デュピュワ ドミニク
申请人:ヴァレオ システム ドゥ コントロール モトゥール；
IPC主号:H02M7-48

专利说明:

[0001] 本発明は、電気制御部材を流れる電流又は電気制御部材の端子間の電圧を制御する回路に関する。本発明の特に好ましい用途は、自動車におけるいわゆる電磁気バルブ（“カム無し”システム）に使用されるアクチュエータのような可変インダクタンスを伴う電流又は電気機械を制御する分野にある。]
背景技術

[0002] バルブの電磁気的作動には、電気エネルギーが必要である。この電気エネルギーは、車に搭載の回路から取り出される。電磁気バルブシステムの性能は、車載回路の電気エネルギー消費の最小化に関係する。実際には、クランクシャフトの出力部において使用可能なパワーは、ヒートエンジンによって生み出される全パワーから、補助装置の正確な動作（バルブの動作、水及びオイルポンプの駆動、その他）に対して必要なパワーを減じたものに等しい。]
[0003] 一般に、正又は負の電流制御電気機械は、頻繁にＨ型パワーブリッジによって制御されることが多く、機械の構造により単相又は多相である“フォー・クオドラント“ブリッジ（又は、“フル・ブリッジチョッパー”）とも呼ばれている。“フォー・クオドラント“ ブリッジという語は、電圧−電流特性の全ての象限において機能するブリッジ制御を意味するものとされている。一般に、制御電子機器は、パワーブリッジへ固定周波数を伴うＰＷＭ（パルス幅変調）型制御を適用することにより、電流を設定値とする。“フォー・クオドラント“ ブリッジ１の電子構造の一例を、図１に示してある。ブリッジ１は、次の要素を備えている。
− ４端子５，６，７及び８、
− ブリッジ１の第１及び第２端子５及び６に接続されたＤＣ電源９（これは、例えば、バッテリー、ＤＣ−ＤＣパワーコンバータ、又はＡＣ−ＤＣパワーコンバータである）、
−アクチュエータを制御するために用いられ、ブリッジ回路１の第３及び第４の端子７及び８の間に接続されている（可変インダクタンスによる電気的負荷のような）電子制御部材１０、
− 第１及び第３の端子５及び７の間に接続されている第１スイッチＣ1、
− 第１及び第４の端子５及び８の間に接続されている第２スイッチＣ2、
− 第２及び第３の端子６及び７の間に接続されている第３スイッチＣ3、
− 第２及び第４の端子６及び８の間に接続される第４スイッチＣ4。] 図１
[0004] 従って、ブリッジ１は、直列のスイッチＣ1及びＣ3、直列のスイッチＣ2及びＣ4によってそれぞれ形成されている２つのレッグＢ１及びＢ２を備えている。]
[0005] パワースイッチＣ1及びＣ4は、ＭＯＳＦＥＴ（モス電界効果トランジスタ）、又はＩＧＢＴ（接続ゲートバイポーラトランジスタ）であるのがよい。]
[0006] その堅牢性のために使用される最も一般的な方法は、パルス幅変調（ＰＷＭ）によってスイッチの制御を行うことにより、平均電流を制御することである。その最も大きな利点は、ノイズに対するその免疫である。実際には、レギュレーションループは、瞬時電流ではなく、フィルタ処理した値を必要とする。このフィルタリングは、高帯域幅を探す際に遅延を起こすので、使用上の制限が大である。極めて制限的であることがわかる遅延を起こす。“カム無し”システムアクチュエータの場合、数値の管理は、磁気回路の端子に適用しなければならない電圧設定値Ｖ*を算出する。パルス幅変調方式は、電圧設定値をパワー電子機器（この場合、それら４つ）の電子スイッチを開閉するための指令に変換する。パワー電子機器は、それ自身の制約（デッドタイム、ホールタイム、その他）を監視する一方で、ＰＷＭ方式の指令を出す。もしＳｃiを、スイッチＣiのスイッチング関数を示すために使用すると、次式が得られる。



全く同一のブリッジレッグ（Ｃi及びＣi+2）の２つのスイッチを制御することは、電源の短絡を回避する上で相容れないことである。従って、ＤＣ電圧ＵDCにより磁気回路１０の端子における電圧Ｕactを決定するために、２つのスイッチング関数（それぞれのレッグについて１つずつ）に時間上の傾向を与えれば十分である。便宜上、ハイスイッチのスイッチング関数が通常選ばれる。伝導性要素における電圧降下、及びスイッチの開閉時間を無視すれば、次式を得ることができる。



簡略にするため、スイッチング関数Ｓｃ1及びＳｃ2の時間傾向は、基準電圧設定値Ｖ*の値と周波数ｆpwmの単一の三角形キャリアＶp（ｔ）とを比較することで決定される。三角形の関数は、最小値Ｖpminと最大値Ｖpmaxの間の値を取るいかなる関数であってもよい。そのため基準設定値電圧Ｖ*は、次式のようになる。



次式によって関数ｓｉｇｎ（ｘ）を定めることにより、



スイッチング関数Ｓｃ1（ｔ）は、次式のように決定される。



関数Ｓｃ2（ｔ）は、次式によって算出し得るＳｃ1（ｔ）の補完的な関数である。]
[0007] 図２は、スイッチング関数Ｓｃ1（ｔ）及びＳｃ2（ｔ）の決定要領を示している。このようにして、第１の曲線は、基準設定値電圧Ｖ*及び三角形キャリアＶp（ｔ）の時間の関数としての傾向を示す。これにより、第２の曲線は、時間の関数として、Ｓｃ1の傾向及び第３の曲線を示し、第２の曲線の補数を作成し、時間の関数として、Ｓｃ2を示すことにより推定される。第４の曲線は、＋ＵDCから−ＵDCに変更し、一定間隔ごとに断続する周期ｆPWMの間の平均値Ｖ*を有する磁気回路１０の端子における電圧Ｕactの傾向を示す。電圧Ｕactは、明確に異なる２つの値のみを取ることができるため、これは２値状態ＰＷＭ方法と言われる。] 図２
[0008] 図３は、このタイプのＰＷＭ方法によって、負荷１０の制御に対し、図１において示されているようなブリッジ１のトランジスタＣ２，Ｃ１，Ｃ４及びＣ３と、それぞれ同一である４つのスイッチＡＨ，ＢＨ，ＡＬ及びＢＬを備えるフォー・クオドラントブリッジ１１で誘導される切り替えについて説明している。] 図１ 図３
[0009] ブリッジ１１は、次の２つの可能な状態を有する。
− スイッチＢＨ及びＡＬが閉じており、スイッチＡＨ及びＢＬが開いている磁化状態（アクチュエータに適用される電圧ＶL＝＋Ｕdc）。
− スイッチＢＨ及びＡＬが開いており、スイッチＡＨ及びＢＬが閉じている消磁状態（アクチュエータに適用される電圧ＶL＝−Ｕdc）。]
[0010] しかし、このようなＰＷＭ制御をフォー・クオドラントブリッジに対して実施すると、若干の問題が生じる。]
[0011] その第１の問題は、切り替え損失についてである。スイッチが切り替え状態を変更（開いた状態から閉じた状態への変更又は閉じた状態から開いた状態への変更）した際、それを流れる電流及び端子間の電圧が同時に存在するために損失を起こす。ついで消えるエネルギーは、ＤＣ電圧ＵDCの細断された電流ｌactの値、及び切り替えの速度の値（切り替え時間は、例えば、使用されるＭＯＳＦＥＴトランジスタのゲート抵抗の値によって設定される）に依存する。このように、それぞれの一定間隔ごとに断続する周期に対して、各ブリッジレッグの２つのスイッチのうちの１つに流れる電流の方向に関わらず、２つの開放及び２つの閉鎖がある。それぞれの一定間隔ごとに断続する周期に対するこの２重の切り替えにより、明らかに、周波数が増加するのに従って、損失はより大きくなる。効率および帯域の幅を調整することが重要であることが分かる。ＰＷＭ制御の場合、ＰＷＭ周波数は、一般的に、数十又は数百キロヘルツである。これらの高周波数において、切り替え損失は、他の伝導損失に比して小である。磁化状態にから消磁状態へ変化する際に、それぞれの一定間隔ごとに断続する周期に対する４つの切り替え動作のうち、２つはハード切り替え動作であり、２つはソフト切り替え動作である。すなわち、第１の段階は、最初は閉じている２つのトランジスタを開くことであり（ハード切り替え）、それからデッドタイムの後、最初に開いている２つのトランジスタは閉じられる。全く同一のレッグを有する２つのスイッチを同時に閉じることは、このようにして回避される。デッドタイムの間（ソフト切り替えの前）、ＭＯＳＦＥＴスイッチに固有のダイオード（“フリーホイーリング”と呼ばれる）を処理し、ソフト切り替えの間、ＭＯＳＦＥＴの電位をゼロに近い状態で維持することを可能にする。]
[0012] さらに、繰り返される切り替えにより、制御電子回路の効率に影響が及ぼされるだけではなく、駆動する電気機械の効率にも影響が及ぶ。電圧の一定間隔ごとの断続は、電気機械において損失を引き起こす高周波高調波を生成する。これらの電気機械は、一般的に、渦電流を生じる磁性材料（例えば、鉄−Ｓｉ）から成っている。誘起電圧はプレート間において誘発される。プレートは、それらの固有抵抗のために、しばしば大きな渦電流を発生する。最後にプレートを切断し、別々に分離しても、そこで流れる電流は、ジュール効果により損失を生成する。上述のように、図２の第４の曲線は、電源９がＵDCの値を有しているように、図１に示してあるように、負荷１０の端子間において電圧ＵACTを示す。ブリッジの制御は、負荷サイクルαを伴うＰＷＭ型のものである。電圧ＵDCは、スイッチの電気抵抗による電圧効果を無視して負荷１０に適用される。負荷サイクルが何であれ、後者が一定であれば、負荷１０に適用される電圧の実効値（Ｕeddy）は、電圧ＵDC（ピーク電圧を示す電圧ＵACT）と等しく、ＵDC＝Ｕeddyである。最終的に、一定間隔ごとに断続する周波数を超える周波数を有し、一定の負荷サイクルを考慮可能な渦電流によって生成される損失は、実質的に、ピーク電圧に比例しており、Ｐeddy＝ｋ．Ｕeddy＝ｋ．ＵDCである。] 図１ 図２
[0013] さらに、電子機器の制御、特にそれらのスイッチは、一定間隔ごとの断続のために、高周波共通モード電流を生成する。負荷は、一般的に地面に対して静電結合を有する。例えば、コイルを巻きつけられた電気機械の場合、共通モード電圧がかけられたコイルと、接地したフレームとの間には大きな結合がある。共通モード電流は、このようにして生成され、それらは、電源によってループされる。これらの高周波電流ループは、現在のＥＭＣ（電磁両立性）規格に準拠する点で影響があるような電磁放射を引き起こす。]
発明が解決しようとする課題

[0014] 本発明は、電気制御部材における電流及び制御部材の端子間の電圧を制御し、電源スイッチの切り替え損失、及び磁気回路における渦電流と関連した損失を減らす経済的方法を提供し、上述したＥＭＣ問題を未然に防ぐ“フォー・クオドラント”ブリッジ回路を提供することを目的としている。]
課題を解決するための手段

[0015] この目的を達成するために、本発明は、電気制御部材における電流又は電気制御部材の端子間の電圧を制御する回路であって、
− ４つの端子と、４つの制御スイッチを備えるブリッジと、
− ブリッジのための電源と、
−パルス幅変調によって４つのスイッチのうち少なくとも２つを制御する手段
とを備え、
電源は、ブリッジの第１の端子及び第２の端子の間で接続され、
電気制御部材は、ブリッジの第３の端子及び第４の端子の間で接続され、
第１のスイッチは、ブリッジの第１の端子及び第３の端子の間で接続され、
第２のスイッチは、ブリッジの第１の端子及び第４の端子の間で接続され、
第３のスイッチは、ブリッジの第３の端子及び第２の端子の間で接続され、
第４のスイッチは、ブリッジの第４の端子及び第２の端子の間で接続されており、
制御回路は、
− 第１の状態は、第１及び第４のスイッチが閉じ、第２及び第３のスイッチが開いており、
− 第２の状態は、前記第２及び第３のスイッチが閉じ、前記第１及び第４のスイッチが開いており、
− 以下の２つの状態のうちの少なくとも１つであり、
○第３の状態は、第３及び第４のスイッチが閉じ、第１及び第２のスイッチが開いており、
○第４の状態は、第１及び第２のスイッチが閉じ、第３及び第４のスイッチが開いていることを特徴とし、
パルス幅変調制御手段は、
− 第１の状態から、第３又は第４の状態のうち少なくとも１つの状態への遷移、
− 第２の状態から、第３又は第４の状態のうち少なくとも１つの状態への遷移、
− 第３又は第４の状態のうち少なくとも１つの状態から、第１の状態への遷移、
− 第３又は第４の状態のうち少なくとも１つの状態から、第２の状態への遷移
を許すことを特徴とする回路を提供するものである。]
[0016] 本発明によると、制御回路を、ＰＷＭ方法によって制御される“フォー・クオドラント”ブリッジ（すなわち、回路は、３つ又は４つの異なる状態へ切り替えることに使用可能である）の３つ又は４つの状態の管理に使用することが可能である。上記のＰＷＭ方法は、負荷（電気制御部材）の端子に適用された電圧ＶLは、３つの段階、すなわち、−ＵDC，０及びＵDC（ＵDCは電源によって供給される電圧を表す）に基づいているため、３状態と言われる。第３の状態の導入は、１つのハード切り替え（及び１つのソフト切り替え）を軽減する。２つのハード切り替えを導く、“磁化”状態及び“消磁”状態間における直接の遷移を回避するために、本発明に係る回路は、“磁化”状態から、いわゆる“フリーホイーリング”状態（第３又は第４の状態のに対応する）への遷移、及び“消磁”状態から、“フリーホイーリング”状態への遷移を可能とする。従って、切り替えの数は、２つの要因によって減らすことが可能である。このような現象は、パワーエレクトロニクスの設計に重大な影響を及ぼし、次のことを可能にする。
− 既存のパワーエレクトロニクスの信頼性における改善。
− 使用される構成部品の小型化。
−コストの削減。]
[0017] さらに、渦電流を通した損失について、実効値は、ブリッジを２つの状態に切り替えるフォー・クオドラントブリッジの従来の制御と、３つ又は４つの状態の間で、ブリッジを切り替える本発明によって提供される制御との間で、大いに異なっている。３つ又は４つの状態に制御することは、同じ電流を制御するのに、必要な電圧を減少させる。換言すると、すなわち、同じ平均電圧を供給することになる。]
[0018] さらに、上述したように、電気部材によって制御されるアクチュエータは、フレームに関して論理的に誤った電気容量を有している。電圧の断続は、制御電子回路において、地上を経て戻る高周波高調波を生成する。これは、共通モード外乱である。ＥＭＣ規格は、この雑音レベルを制限している。本発明によれば、３状態制御によって生成される電圧は、２状態制御のものよりも、より少ない高調波を生成する。共通モード電流における６ｄＢの低減は、このようにして達成される。]
[0019] 本発明に係るシステムも、個別又は技術的に可能な組み合わせの全てにおいて考えられる、次の特徴を備えている。]
[0020] パルス幅変調制御方法は、次のことを可能としていると有利である。
− 第１の、いわゆる、負の交番フェーズは、第１の状態から第３の状態への遷移、第３の状態から第１へ状態への遷移を許容し、第１及び第３の切り替えは第１のレッグ、いわゆる、振幅レッグを形成し、いわゆる、一定間隔ごとに断続する周波数で切り替わり、第２及び第４のトランジスタは、符号レッグと呼ばれる第２のレッグを形成し、それぞれのレッグは閉じており、開いている。
− 第２の、いわゆる、正の交番フェーズは、第２の状態から第４の状態への遷移、第４の状態から第１への遷移を許容し、第１及び第３のスイッチは、いわゆる、一定間隔ごとに断続する周波数で切り替わり、前記第２（ＢＨ）及び第４（ＢＬ）のスイッチも同様に切り替わり、符号レッグの第２及び第４のスイッチの切り替えは、一定間隔ごとに断続する周波数未満の周波数において、負及び正の交番間の遷移を確実にする。]
[0021] 本発明に係る制御回路は、電気制御部材及び第４の端子の間で連続して接続される分流器を備えていると有利である。]
[0022] この場合、制御回路は、必須のものとして、演算増幅器を備え、分流器の端子は、演算増幅器の反転及び非反転の入力を形成している。]
[0023] 本発明に係る制御回路は、次の要素を備えていると有利である。
−充電された際に、第２のスイッチに対して制御電圧を供給するのに適するチャージポンプキャパシタ。
−第１の電源から供給される電圧よりも少ない電圧を供給する第２の電源であって、第４のスイッチが閉じている際、チャージポンプキャパシタを充電するのに適する第２の電源。
−チャージポンプキャパシタが第２の電源から再充電されるために制御回路が正の交番フェーズにあるとき、第４の状態から第３の状態への遷移を強いるための手段。]
[0024] 本発明の第１の実施の形態によれば、制御手段は、次の要素を備えている。
−負荷サイクルαを有するパルス幅変調信号を生成するための手段。
− 負荷サイクルαを有するパルス幅変調信号を第３のトランジスタに適用し、負荷サイクル１−αを有するパルス幅変調信号を第１のトランジスタに適用するための手段。
− 次のような状態を実現するために、正及び負の交番フェーズの間を通過するための手段であって、
○ブリッジが正の交番フェーズにあり、負荷サイクルαが取り消されるとき、装置は状態の変化を検出し、正の交番フェーズに変更し、
○ブリッジが負の交番フェーズにあり、負荷サイクルαが１００％に等しいとき、装置は状態の変化を検出し、正の交番フェーズに変更するようになっているもの。]
[0025] 電源は、ＤＣ電圧＋ＵDCであって、制御回路は、次の要素を備えていると有利である。
− 正の交番フェーズの間、積α×ＵDCに等しい平均電圧を電気制御部材に適用するための手段。
− 負の交番フェーズの間、（α—１）×ＵDCと等しい平均電圧を電気制御部材に適用するための手段。]
[0026] 第２の実施の形態によれば、制御手段は、次の諸要素を備えている。
−負荷サイクルαを有するパルス幅変調信号を生成するための手段。
− 負荷サイクルαを有するパルス幅変調信号を、負荷サイクルα´＝│２α—１│を有するパルス幅変調信号に変換するための手段。
− 負荷サイクルα´を有するパルス幅変調信号を第３のトランジスタ（ＡＬ）に適用し、正の交番フェーズの間、負荷サイクル１−α´を有するパルス幅変調信号を第１のトランジスタ（ＡＨ）に適用するための手段。
− 負荷サイクル１−α´を有するパルス幅変調信号を第３のトランジスタ（ＡＬ）に適用し、負の交番フェーズの間、負荷サイクルα´を有するパルス幅変調信号を第１のトランジスタ（ＡＨ）に適用するための手段。
− 次の状態の装置を実装する正及び負の交番フェーズの間を通過させるための手段であって、
○ブリッジが正の交番フェーズにあり、負荷サイクルαが正確に５０％未満であるとき、装置は状態の変化を検出し、負の交番フェーズに変更し、
○ブリッジが負の交番フェーズにあり、負荷サイクルαが５０％以上であるとき、装置は状態の変化を検出し、正の交番フェーズに変更するようになっているもの。]
[0027] 電源はＤＣ電圧＋ＵDCを供給し、制御回路は、積（２α—１）×ＵDCに等しい平均電圧を、正及び負の交番フェーズの間、電気制御部材に適用するための手段を備えていると有利である。]
[0028] 負荷サイクルαを有するパルス幅変調信号を、負荷サイクルα´＝│２α—１│を有するパルス幅変調信号に変換するための手段は、
−負荷サイクルが５０％に等しい信号及び負荷サイクルαの信号の間で減算を実行するための手段と、
− 減算によって得られる信号を倍増させるための手段とを備えていると有利である。]
[0029] 負荷サイクルが５０％に等しい信号、及び負荷サイクルαの信号の間で減算を実行するための手段は、それぞれ、負荷サイクル５０％の信号、及び負荷サイクルαの信号である２つの入力を有する排他的論理和論理機能を実行する手段であるのが好ましい。]
[0030] 減算によって得られる信号を倍増させるための手段は、少なくとも１つのカウンタを備えていることが好ましい。]
[0031] 制御手段はプログラマブル論理回路に含まれていると有利である。]
[0032] スイッチはＭＯＳＦＥＴトランジスタであると有利である。]
[0033] 本発明の別の課題は、可変インダクタンスと共に誘導負荷によって形成される電気部材による制御回路の使用方法である。]
[0034] 電気部材は、動作部分を有するアクチュエータに含まれ、電気部材は、動作部分変位幅を制御するようになっていると有利である。]
[0035] アクチュエータは、自動車用の電磁気バルブアクチュエータであるのが好ましい。]
図面の簡単な説明

[0036] 本発明の上記以外の特徴及び効果は、添付図面を参照して以下に述べる本発明の非限定な例に関する説明により、明白になると思う。
従来技術を説明するためのフォー・クオドラントブリッジの電子構造の概略図である。
図１に示すフォー・クオドラントブリッジのスイッチの切り替え関数Ｓｃ1（ｔ）及びＳｃ2（ｔ）の測定結果を示すグラフである。
フォー・クオドラントブリッジの技術に係るＰＷＭ方法によって誘発される切り替えを説明する図である。
本発明の第１の実施の形態に係る制御回路の説明図である。
２状態を使用する技術に係るＰＷＭ制御の場合、及び３状態を使用する本発明に係る制御回路の場合のそれぞれにおいて、図４におけるような負荷の端子に適用される電圧、及びこの負荷における電流の時間関数としての傾向を説明する図である。
２状態を使用する技術に係るＰＷＭ制御の場合、及び３状態を使用する本発明に係る制御回路の場合のそれぞれにおいて、図４におけるような負荷の端子に適用される電圧、及びこの負荷における電流の時間関数としての傾向を説明する図である。
負荷回路を直接測定するための回路図である。
本発明の第２の実施の形態に係る制御回路の状態を示す図である。
分流器を内蔵する本発明の第３の実施の形態に係る制御回路の状態を説明する図である。
測定電流、及び図９で示す回路に対する時間の関数としての負荷電流の傾向を説明する図である。
本発明に係る制御回路で使用されるスイッチのチャージポンプ回路を示す図である。
従来技術に係る制御回路のために使用されるレギュレーションループを示す図である。
図１２のレギュレーションループによって構成され、使用されるパルス幅変調信号の構造を示す図である。
図１２のレギュレーションループの場合における負荷によって観察される主電圧を示す図である。
本発明の第１の実施形態に係る４状態制御回路において使用されるレギュレーションループを説明する図である。
図１５によるレギュレーションループを実装するための状態装置を示す図である。
図１５のレギュレーションループの場合において、負荷によって観察される平均電圧を示す図である。
測定電流、電流設定値、ＰＷＭ信号、符号信号及び図１５に係るレギュレーションループの異なる構造における時間の関数として、負荷の端子間の電圧を示す図である。
測定電流、電流設定値、ＰＷＭ信号、符号信号及び図１５に係るレギュレーションループの異なる構造における時間の関数として、負荷の端子間の電圧を示す図である。
測定電流、電流設定値、ＰＷＭ信号、符号信号及び図１５に係るレギュレーションループの異なる構造における時間の関数として、負荷の端子間の電圧を示す図である。
測定電流、電流設定値、ＰＷＭ信号、符号信号及び図１５に係るレギュレーションループの異なる構造における時間の関数として、負荷の端子間の電圧を示す図である。
本発明の第２の実施の形態に係る４状態制御回路において使用されるレギュレーションループを説明する図である。
実施の形態に係る図２２のレギュレーションループにおいて使用される減算手段を示す図である。
実施の形態に係る図２２のレギュレーションループにおいて使用される倍増手段を示す図である。
図２２に係るレギュレーションループを実装するための状態装置を示す図である。
図２２のレギュレーションループの場合において負荷によって観察される平均電圧を示す図である。] 図１ 図１２ 図１５ 図２２ 図４ 図９
[0037] すべての図において、共通の要素には、同じ符号を付してある。]
実施例

[0038] 図１〜図３については、従来技術の説明のために既に上述した。] 図１ 図２ 図３
[0039] 図４は、本発明に係る制御回路の３状態を示している。] 図４
[0040] 回路１００は、
− ４つの端子１０５，１０６，１０７及び１０８と、
− 例えば、電池又はブリッジ１の第１の端子１０５及び第２の端子１０６間で接続されるＤＣ−ＤＣ電力変換装置（又は、ＡＣ−ＤＣ電力変換装置）である、電圧＋ＵDCを供給するＤＣ電源１０９と、
−アクチュエータを制御するための誘導負荷のようであり、第３の端子１０７及び第４の端子１０８間で接続される電気制御部材１１０と、
− 第１の端子１０５及び第３の端子１０７の間で接続される第１のスイッチＡＨと、
− 第１の端子１０５及び第４の端子１０８の間で接続される第２のスイッチＢＨと、
− 第２の端子１０６及び第３の端子１０７の間で接続される第３のスイッチＡＬと、
− 第２の端子１０６及び第４の端子１０８の間で接続される第４のスイッチＢＬ
とを備えている。]
[0041] 電源スイッチＡＨ、ＢＨ、ＡＬ及びＢＬは、例えば、ＭＯＳＦＥＴトランジスタである。各々のトランジスタは、逆並列取り付けダイオード（ＭＯＳＦＥＴトランジスタの場合における構造を有する）を備えている。]
[0042] 電気制御部材（以下、負荷とも呼ぶ）１１０は、この場合、電磁バルブのアクチュエータ（電磁石）を制御するのに使用される可変インダクタンスである。可変インダクタンスは明らかに完全ではなく、抵抗部分を含んでいる。電気制御部材１１０における電流は、例えば、バルブ（開閉それぞれの位置でバルブを維持するパドルを経由して）の開閉を制御するために使用される。バルブの位置は、設定値電流に対応する設定値によって決められる。]
[0043] 図４は、３状態（磁化、フリーホイーリング、消磁）を示している。
−磁化状態は、トランジスタＢＨ及びＡＬが閉じており、トランジスタＡＨ及びＢＬが開いている場合に相当する。この場合、負荷１１０の端子に適用される電圧ＶLは電圧＋ＵDCである。
− フリーホイーリング状態は、トランジスタＡＬ及びＢＬが閉じており、トランジスタＡＨ及びＢＨが開いている状態に相当する。この状態は、下記で“低”フリーホイーリング状態と呼ばれる。これは、ここでは示されていない別のフリーホイーリング状態である“高”フリーホイーリング状態と呼ばれる状態と対比される。“高”フリーホイーリング状態は、トランジスタＡＨ及びＢＨが閉じており、トランジスタＡＬ及びＢＬが開いている状態である。高又は低フリーホイーリングの場合、負荷１１０の端子に適用される電圧ＶLは電圧０である。
−消磁状態は、トランジスタＡＨ及びＢＬが閉じており、トランジスタＡＬ及びＢＨが開いている状態に相当する。この場合、負荷１１０の端子に適用される電圧ＶLは電圧−ＵDCである。] 図４
[0044] これら３つ（又は４つの）状態を導入する利点は、それぞれの周期において、切り替えの数を減らす方法を提供することである。磁化状態から消磁状態への変化は（逆の場合も同様に）、２回の切り替えを必要とする。その一方で、磁化状態又は消磁状態から（高又は低の）フリーホイーリング状態への変化には、１回の切り替えを必要とする。実際に、第１の場合において、２つのレッグは、同時にスイッチするが、他の場合には、１つだけのレッグがスイッチする。下記において、２つの低又は高フリーホイーリング状態を使用することが有利であることを示す。しかしながら、これら２つの状態（高又は低フリーホイーリング状態）は、同じ機能を実現し、２つのフリーホイーリング状態の内、１つの状態だけを使用することが可能でもある。低フリーホイーリング状態だけが使用されるため、この構成については図４に示してある。] 図４
[0045] 切り替えの数を軽減するため、磁化状態及び消磁状態の間に直接の状態変化はない。そのため、既定の切り替え回数の頻度に対して、切り替えの数を２回に減らすことが可能である。]
[0046] 図５及び図６は、図４に示す負荷１１０のような負荷の端子に適用される電圧ＶL、及びこの負荷における電流ＩLの傾きを、それぞれ、２状態を使用する技術の状態によるＰＷＭ制御の場合、及び３つの状態を使用する本発明に係る制御回路の場合をそれぞれ説明している。] 図４ 図５ 図６
[0047] 負荷における正又は負の電流ＩLを維持することは、２状態制御の場合、２つのクォードラント（磁化状態及び消磁状態にそれぞれ対応する正及び負の電圧交番＋ＵDC及び−ＵDC）での動作を伴う。その結果、３状態を伴う電流の同じ制御は、ちょうど１つのクオドラント（正又は負の電圧交番であり、制御されている正又は負の電流に依存しているか否かに関わらず、フリーホイーリング状態に対応するほとんどゼロの電圧である）での本質的な稼働を可能にする。]
[0048] 図４で示す様態では、低フリーホイーリング状態のみが使用され、２つのレッグＡ及びＢは、ＰＷＭ制御（通常数十又は数百ｋＨｚ）の周波数で切り替わるようになっている。] 図４
[0049] このような設定は、直接負荷電流測定において、いくつかの共通モード障害を引き起こす。まず図７を参照して、そのような測定を行うための回路２００について簡単にに述べる。] 図７
[0050] 回路２００は、既に図４を参照して上述した構成要素に加えて、負荷１１０と直列に接続される分流器２０１を備えている。この分流器は、回路２００の端子１０８及び演算増幅器２０２の非反転入力に連結される端子２０３、負荷１１０及び演算増幅器２０２の反転入力に連結される端子２０４を有する。] 図４
[0051] 負荷における電流測定を直接行う利点は、平均電流制御を実装する際、平均電流のイメージを得るための電流を再構成する必要がないことである。また、分流器が安価な解決法であるため、高共通モード電圧を受ける演算増幅器の使用は重要である。このようにして、地面を基準とする測定方法が得られる。一方、位相は地面に対して強い電位変化を受ける。これは、高同相信号除去比（高ＣＭＲＲ）が、増幅器の出力で、ノイズの影響を受けない測定方法を有するために必要な理由である。測定方法のフィルタリングにより、共通モードノイズを減らすことができるが、帯域幅及び安定性について不利な状況にする。高帯域幅を有することが必要であり、かつ迅速な切り替えが必要な際には、特別の測定を行うことは困難である。]
[0052] このようにして、２状態ＰＷＭ制御を伴う回路２００を使用することにより、電流の測定方法は、電流のレギュレーションを妨げる複数のスイッチそれぞれの切り替えにおいて、共通モードによるピークによってノイズの影響を受ける。]
[0053] この問題を未然に防ぐための方法は、４つの可能な状態（磁化、消磁、高フリーホイーリング、低フリーホイーリング）の順序を定めすることにある。そのため、電流測定分流器２０１に連結されるレッグブリッジ（この場合レッグＢ）は、一定間隔ごとに断続する周波数において切り替わらない。]
[0054] この方法については、図４で示す回路１００におけるのと同一の構成要素によって形成されている制御回路３００の４状態の順序を示す図８を参照して説明する。] 図４ 図８
[0055] 以後、フォー・クオドラント制御回路３００の２つの巨視的な状態を区別する。
− “正の交番”という用語は、制御回路３００が、スイッチＡＨ，ＡＬ，ＢＨ及びＢＬを切り替える際、負荷１１０によって観察される平均電圧が正であるために、適用する。
− “負の交番”という用語は、制御回路がスイッチを切り替える際、負荷１１０によって観察される平均電圧が負であるために、適用する。正の平均電圧は、負荷において正の電流ＩLを導くこととなる。]
[0056] レッグＡのみの切り替えによって得られる正の交番は、ＡＨ及びＡＬをスイッチし、レッグＢは、いつも同じ状態（ＢＨは閉じており、ＢＬは開いている）のまま切り替わる。すなわち、このようにして、磁化状態（ＡＨは開いており、ＡＬは閉じている）から高フリーホイーリング状態（ＡＨは閉じており、ＡＬは開いている）への正の交番の場合における変化があり、２つの状態間のその変化は、一定間隔ごとに断続する周波数（通常、数十あるいは数百ｋＨｚ）で発生する。したがって、正の交番の間、レッグＡのみが、高周波数（一定間隔ごとに断続する周波数）で切り替わり、レッグＢは切り替わらない。]
[0057] 正の交番から負の交番への変化は、レッグＢ（ＢＨは開いており、ＢＬは閉じている）を切り替えることによって得られる。]
[0058] 負の交番は、スイッチＡＨ及びＡＬのみを切り替えることによって得られ、レッグＢはいつも同じ状態（ＢＨは開いており、ＢＬは閉じている）のまま切り替わる。このようにして、磁化状態（ＡＨは閉じており、ＡＬは開いている）から、低フリーホイーリング状態（ＡＨは開いており、ＡＬは閉じている）への負の交番の場合における変化があり、２つの状態間のその変化は、一定間隔ごとに断続する周波数（通常、数十あるいは数百ｋＨｚ）で発生する。負の交番の間では、正の交番の間のように、レッグＡのみは、高周波数（一定間隔ごとに断続する周波数）に切り替わり、レッグＢは切り替わらない。]
[0059] 磁化状態の継続時間、及び低フリーホイーリング状態の継続時間の間の比率がどうであれ、負荷１１０によって得られる平均電圧は正である。これは、“正の交番”という用語が、これら２つの状態間の切り替えを示すのに使用されるためである。]
[0060] 同様に、消磁状態の継続時間及びフリーホイーリング状態の継続時間の間の比率に関係なく、負荷１１０によって得られる平均電圧は負である。これは、“負の交番”という用語が、これら２つの状態間の切り替えを示すのに使用されるためである。]
[0061] 低フリーホイーリングと高フリーホイーリングとを区別することによって、同じ交番に対し、制御回路３００の１つのレッグのみを切り替えることが可能である。]
[0062] 正の交番の間、レッグＢ（ＢＨは閉じており、ＢＬは開いている）は切り替わらず、それに対して、レッグＡは、一定間隔ごとに断続する周波数で切り替わる。同様に、負の交番の間、レッグＢ（ＢＨは開いており、ＢＬは閉じている）は切り替わらず、それに対して、レッグＡは、一定間隔ごとに断続する周波数で切り替わる。]
[0063] したがって、２つの交番の間、レッグＢは切り替わらない。レッグＢの切り替えは、負荷１１０に適用する平均電圧の符号が変化した際の交番の変更の場合にのみ発生する。２つの交番間における切り替わりは、一定間隔ごとに断続する周波数よりも十分下の周波数、及び電流レギュレーションの帯域幅よりも下の周波数で発生する。その周波数は、論理上は、一定間隔ごとに断続する周波数の２分の１未満であるが、一般的には一定間隔ごとに断続する周波数（通常、数ｋＨｚ）の１０分の１未満である。]
[0064] そのため、電圧の振幅（絶対値）を調節するために切り替わる高周波へブリッジのレッグ（この場合はレッグＡ）が貢献することは可能であり、負荷に適用される電圧の極性に対して切り替わる低周波へ他のレッグ（この場合はレッグＢ）が貢献することは可能である]
[0065] 以下において、振幅を調節するための振幅レッグ（レッグＡ）と、負荷に適用する電圧の極性に対する符号レッグ（レッグＢ）とを対比する。]
[0066] 振幅レッグ及び符号レッグを使用することは、分流器を組み込んでいる制御回路の構成において、特に重要である。]
[0067] 回路４００のような正及び負の交番について、図９を参照して説明する。回路４００は、図４を参照して既に述べた構成要素に加え、負荷１１０、回路２００の端子１０８及び演算増幅器２０２の非反転入力に連結する端子２０３、及び負荷１１０及び演算増幅器２０２の反転入力に連結する端子２０４と直列に接続されている分流器２０１を備えている。スイッチＡＨ及びＡＬによって形成されるレッグＡは、一定間隔ごとに断続する周波数でスイッチし、負荷１１０の電流の絶対値を設定するのに使用される振幅レッグである。スイッチＢＨ及びＢＬによって形成されるレッグＢは、符号レッグであり、正及び負の交番の間で変化を実行するのに使用される。] 図４ 図９
[0068] 共通モード障害の発生は、先行技術における２段階構成のものよりも小さいため、この構成は特に重要である。障害は、符号交番の間でのみ発生する。物理的に、符号の変化は、電流の傾斜が実質的に反転した際に発生する。図１０は、その動作を説明している。すなわち、付加の端子間にわたる電圧ＶL及び負荷（分流器２０１及び演算増幅器２０２を経由した）で測定される電流ＩLは、時間の関数として表わされる。正の交番ＡＰ（ＢＬが処理する間、ＢＬは閉じている）は、負の交番ＡＮ（ＢＨが処理する間、ＢＬは閉じている）によって、次のようになる。共通モード障害（ピーク電流が測定電流を阻害している）は、交番が変化するときにのみ発生する。上記で導かれるように、先行技術による２状態の構成と共に、それぞれの切り替えにおいて、ピークが観察される。] 図１０
[0069] 図９及び図１０に示す実施例は、交番の変化がない限り、符号レッグＢの２つのトランジスタのうちの１つを常に閉じたままにすること意味している。したがって、符号レッグのトランジスタＢＨの閉鎖の制御は、正の定電流のレギュレーションの場合において、永続する可能性がある。ＭＯＳＦＥＴ又は、ＩＧＢＴトランジスタをこの閉鎖状態で維持するために、制御電圧は、そのゲートに適用されなければならない。トランジスタに制御電圧を適用する１つの解決方法は、いわゆるチャージポンプ技術を使用することにある。図１１は、本発明に係る制御回路で使用され、トランジスタＢＨ（レッグＢのみ図１１で示される）の制御電圧の維持を可能にするスイッチのチャージポンプ回路５００を示している。回路５００は、次の要素を備えている。すなわち、
−主電源からの電圧ＵDCよりも低い電圧（通常、１２〜１５Ｖの順序によって、ＭＯＳＦＥＴトランジスタのゲートを制御するために使用される標準的な値に対応するこれらの電圧値）を供給する補助電源装置５０１。
− そのアノードが補助電源装置５０１に連結されているダイオード５０２。
− ダイオード５０２のカソードに連結される第１の端子、及びトランジスタＢＨ、及びＢＬの共通端子に連結される第２の端子を有するキャパシタ５０３。
−ダイオード５０２のカソードに連結される第１の端子及びトランジスタＢＨのゲートに連結される第２の端子を有する第１のスイッチ５０４。
− 第１のスイッチ５０４の第２の端子に連結し、そのため、トランジスタＢＨのゲートに連結する第１の端子、及びトランジスタＢＨ及びＢＬの共通端子に連結される第２の端子を有する第２のスイッチ５０５。] 図１０ 図１１ 図９
[0070] キャパシタ５０３は、補助電源５０１を経由してトランジスタＢＬを閉じることによってチャージされる。]
[0071] チャージされたキャパシタ５０３は、スイッチ５０４が閉じている際、トランジスタＢＨのゲートを制御する電圧を供給する。]
[0072] トランジスタＢＨを制御するためにチャージポンプ技術を使用すると、再充電することなく、ゲートでの電圧を恒久的に維持することができる。正の交番の継続時間が、一定の時間（正の電流を調整する際に可能な状態）を超える際には、符号レッグのトランジスタＢＨの閉鎖は、チャージポンプのキャパシタ５０３は徐々にトランジスタＢＨのゲートへ放電されるため、もはや保障されない。]
[0073] このＭＯＳＦＥＴの不要な開放を避けるための、１つの解決法として、符号レッグのトランジスタＢＬの閉鎖により、チャージドポンプのキャパシタ５０３の充電を保証する方法がある。]
[0074] 負荷制御への阻害を避けるために、遷移は、高フリーホイーリング状態（ゼロ平均電圧が負荷によって観察される）の間で発生し、強制状態は、低フリーホイーリング状態（ゼロ平均電圧が負荷によって観察される）となる。負荷の制御は、高フリーホイーリング状態及び低フリーホイーリング状態が完全に負荷制御に関して等価であるため、そのような動作によっては阻害されない。このように、チャージポンプの再充電は、負荷（電気制御部材）に関して分かりやすい動作である。]
[0075] チャージポンプのキャパシタ５０３は、このようにして、トランジスタＢＨで十分な制御電圧を維持するために再充電される。これに対して、符号レッグは、キャパシタ５０３がチャージポンプ回路５００のダイオード５０２を通して、補助電源５０１により再充電されるのを可能にするトランジスタＢＬの制御に戻る。]
[0076] 次に、４状態（その２つである高フリーホイーリング、及び低フリーホイーリングは、負荷の観点から等価である）に伴う制御の２つの実施例について述べる。]
[0077] その前に、フォー・クオドラントブリッジの２状態制御のレギュレーションループの動作について、簡単に再考しておく。ループ６００は、図１２に示されている。ループ６００は、次の要素を備えている。
− 相殺器６０１。
−増幅器６０２。
−負荷サイクルαを有するＰＷＭ（パルス幅変調）信号の発生器６０３。
−細断された電圧を負荷（通常、誘導負荷）６０５に供給するために、測定電流Imesは、ループ６００によって閉ざされた電流を形成している、フォー・クオドラントブリッジ６０４。] 図１２
[0078] ブリッジ６０４の２状態制御のレギュレーションループ６００は、次のように動作する。すなわち、電流設定値Irefを、閉ざされた電流Imesの測定値と比較する。相殺器６０１によって決定される電流設定値Ｉrefと、閉ざされた電流Ｉmesの測定値との差分Ｅは、増幅された差分Ｅａ（増幅率Ｇは、比例ゲイン、積分ゲイン及び微分ゲインの組み合わせであり得る）を供給するための増幅率Ｇの増幅器６０２によって増幅する。増幅された誤差Ｅａは、キャリア、通常、振幅Ａの三角形状又は鋸歯状の信号と比較する。それは、増幅された誤差によって変調されたパルス幅を伴うＰＷＭ信号を作り出すためである。フォー・クオドラントブリッジの切り替えは、このＰＷＭ信号（あるいは、ＰＷＭ信号を補完する信号）によって、全く同一のレッグのスイッチの閉鎖及び開放の間のデッドタイムを監視することにより制御する。キャリア周波数で細断された電圧ＶLは、そのため、負荷６０５に適用される。負荷６０５に適用される平均電圧［数７］は、直接、負荷サイクルαに依存する。インダクタンスがL（線抵抗は無視される）である負荷６０５の電流ILは、この電圧を積分する。負荷における電流は、このようにして、増加させることができるが、あるいは電流の偏り、又は設定値の変化に対する逆の反応において減少させることができる。]
[0079] ]
[0080] 図１３は、図１２のレギュレーションループによって構成されている負荷サイクルαのＰＷＭ信号の構成を示す。ＰＷＭ信号は、振幅Ａ（この場合、鋸歯状の信号であるが、三角形状の信号でもよい）のキャリアと、増幅された誤差Ｅａによって示される有用な信号（変調装置）とを比較して構成される。キャリアは、一定間隔ごとに断続する周波数の設定に使用される。ブリッジ６０４に対する制御設定値を形成するＰＷＭ信号は、変調装置がキャリアよりも上、すなわちゼロよりも上にある限り、正のパルスを示す。ＰＷＭ信号は、そのパルス長が誤差に依存する固定参照信号（キャリア信号）である。すなわち、負荷における電流を制御可能にするＰＷＭ信号の負荷サイクルである。この負荷サイクルは、［数８］の値（すなわち、負荷サイクルαを得るために、発生器６０３は増幅率１／Ａを増幅された誤差Ｅａに適用する）を有する。] 図１２ 図１３
[0081] ]
[0082] 磁化状態及び消磁状態を説明する図３を参照すると、負荷サイクルαのＰＷＭ信号は、スイッチＡＬ及びＢＨに適用され、ＰＷＭ信号を補完する負荷サイクル１−αの信号は、スイッチＡＨ及びＢＬに適用される。このようにして、磁化状態の間、ＤＣ電圧＋Ｕdcは継続時間αＴの間、負荷に適用され、消磁状態の間、ＤＣ電圧−Ｕdcは継続時間（１−α）Ｔの間、負荷に適用される。負荷１０によって観察される平均電圧[数７]はそれ故、（２α—１）ＵDCとなる。図１４は、図１２に示されているような、２状態のレギュレーションループの場合における負荷サイクルαの関数として、負荷によって観察される平均電圧[数７]の線形の傾きを示している。] 図１２ 図１４ 図３
[0083] ２状態のレギュレーションループに関する先行技術について検討したので、次に、図１５を参照して、本発明によって、４状態の制御回路を有効にするレギュレーションループ７００の第１の実施例について述べる。] 図１５
[0084] レギュレーションループ７００は、次の要素を備えている。
− 相殺器７０１。
−増幅器７０２。
−負荷サイクルαを有するＰＷＭ（パルス幅変調）信号の発生器７０３。
− 正の交番状態７０５又は負の交番状態７０６において、細断された電圧を負荷（通常、誘導負荷）７０７に供給し、その測定された電流Ｉmesがループ７００によって閉ざされた電流を形成するフォー・クオドラントブリッジ。
− 正の交番７０５及び負の交番７０６の間で変化させるための制御手段７０８。]
[0085] レギュレーションループ７００は、次のように動作する。すなわち、電流設定値ｌrefは、閉ざされた測定電流Ｉmesと比較される。電流設定値Ｉref及び相殺器７０１によって決定される閉ざされた測定電流Ｉmes間の差異Ｅは、増幅された差異Ｅａ（増幅率Ｇは、比例ゲイン、積分ゲイン及び微分ゲインの組み合わせであり得る）を供給するための増幅率がＧである増幅器７０２によって増幅される。増幅された誤差Ｅａは、発生器７０３によって増幅された誤差（αは、ＰＷＭ信号の負荷サイクルを示す）によって変調されたパルス幅を伴うＰＷＭ信号を生成するために、振幅Ａが通常、三角形状又は鋸歯状の信号であるキャリアと比較される。また、従来のＰＷＭ制御の場合のように、クオドラントブリッジの制御は、電流設定値及び電流測定値の間の誤差の関数であるとも言える。この差異はＰＷＭ関数内に存在し、ブリッジ状態は、ＰＷＭ信号から決定されるサインに依存する。]
[0086] 正の交番７０５と負の交番７０６との間で変更するための制御手段７０８は、次の作用（図１６で説明する）を実行する。
−ブリッジが正の交番７０５にあり、負荷サイクルが中止されたとき、機械は状態の変化を検出し、負の交番にスイッチする。すなわち、符号レッグは切り替わる。
− ブリッジが負の交番７０６にあり、負荷サイクルが１に等しいとき、機械は状態の変化を検出し、正の交番にスイッチする。すなわち、符号レッグは切り替わる。] 図１６
[0087] 図８に示すように、負荷サイクルαのＰＷＭ信号は、スイッチＡＬに適用され、負荷サイクル（１−α）の補完ＰＷＭ信号は、スイッチＡＨに正及び負の両方の交番の間において適用される。ブリッジが正の交番にあり、負荷サイクルが中止されたとき、手段７０８は、スイッチＢＨの開放及びスイッチＢＬの閉鎖を制御する。反対に、ブリッジが正の交番にあり、負荷サイクルが中止されたとき、手段７０８は、スイッチＢＬの開放及びスイッチＢＨの閉鎖を制御する。] 図８
[0088] 手段７０８は符号レッグＢを制御し、レッグが正の交番（正の符号信号）から負の交番（負の符号信号又はゼロ符号信号を選択することが可能）への切り替えを可能にする符号信号を使用すると有利である。]
[0089] ブリッジの伝達機能は、正の交番にあるか、又は負の交番にあるかによって算出される。
− 正の交番
○磁化状態：電圧＋Ｕdcは、継続時間αＴ（ＴはＰＷＭ信号の周期を示す）の間で負荷に適用される。
○高フリーホイーリング状態：継続時間（１−α）Ｔの間で負荷に適用される負荷ゼロ電圧。
○その結果として、負荷によって観察される平均電圧は、正の交番の間では［数９］である。]
[0090] − 負の交番
○消磁状態：電圧−Ｕdcは継続時間（１−α）Ｔの間で負荷に適用される。
○低フリーホイーリング状態：継続時間αＴの間で負荷に適用される負荷ゼロ電圧。
○その結果として、負荷によって観察される平均電圧は、負の交番の間では［数１０］である。]
[0091] ]
[0092] すなわち、本発明のこの実施の形態に係る制御回路は、次の手段を備えている。
− 正の交番７０５の間、平均電圧を積α×ＵDCに等しい負荷に適用する手段。
− 負の交番７０６の間、平均電圧を積（α−１）×ＵDCに等しい負荷に適用する手段。]
[0093] 図１７は、フォー・クオドラントブリッジの伝達機能を示している。すなわち、平均電圧［数７］は、図１５で示すような２状態のレギュレーションループの場合、負荷サイクルαに従って、負荷により観察される。平均電圧の線形の挙動は、交番のそれぞれにおいて、一方の交番から、他方の交番（負荷サイクルが中止され制御回路が正の交番にあるとき、又は負荷サイクルが１に等しく制御回路が負の交番にあるときのいずれか）への切り替えが可能になることが明確に観察される。] 図１５ 図１７
[0094] 図１８〜図２１は、測定電流Ｉmes、電流設定値Ｉref、負荷サイクルαのＰＷＭ信号、符号レッグＢが正の交番（正の符号信号）から、負の交番（負の符号信号）に切り替えることを可能にする符号信号、異なる設定において、時間の関数として負荷の端子における電圧ＶLを示し得る。] 図１８ 図１９ 図２０ 図２１
[0095] 図１８は、電流設定値が突然降下する際、設定値と測定値との差が増加することを示している。この差は負である。誤差は増幅される。ＰＷＭ信号の負荷サイクルは、その最小値（０％）まで誤差に応じて減少する。符号信号は、最初は正（正の交番）であり、負荷サイクルはゼロであるため、状態機械は状態の変化を検出する。符号信号は切り替わって、負になる。図１７の伝達関数は、ゼロの負荷サイクル及び負の交番に対して、誘導負荷に適用された平均電圧が負であり、その振幅は最大であることを示している。測定電流は、設定値に向かって収束するために、急激に減少する。測定電流が設定値に近づくにつれて、誤差は減少し、負荷サイクルは増加する。そのため、電圧の振幅の減少を引き起こす。] 図１７ 図１８
[0096] 図１９に示すように、電流設定値が突然上昇する際、設定値と測定値との差は増加している。この差は正である。誤差は増幅される。負荷サイクルは、増幅された誤差に応じて増加し、その最大値に到達する。符号信号は、最初は正（正の交番）であり、負荷サイクルは最大であるため、機械は、いかなる状態の変化も検出しない。負荷に適用された電圧は、このようにして、電流が設定値に向かって収束可能なその最大値に到達する。増幅された誤差は、測定電流が設定値に近づくにつれて減少する。] 図１９
[0097] 図２０に示すように、設定値が突然上昇する際、設定値と測定値との差は増加している。この差は正である。誤差は増幅される。負荷サイクルは誤差に応じて増加し、最大値に到達する。状態機械は、符号信号が最初は負であったことに対し、負荷サイクルが最大値（１００％）であることを検出する。符号信号は切り替わり、正になる。図１７のフォー・クオドラントブリッジの伝達関数は、最大振幅が正の電圧を表している。この電圧は、測定電流が増加して、設定値に追いつくことを可能にする。電流が設定値に近づくにつれて、誤差は減少し、そのため負荷サイクルは減少する。] 図１７ 図２０
[0098] 図２１に示すように、設定値が突然減少する際、設定値と測定値との差は増加している。この差は負である。誤差は増幅される。負荷サイクルは、増幅された誤差に応じて減少し、最小値に到達する。符号信号は最初は負であるため、状態機械はいかなる変化も検出しない。フォー・クオドラントブリッジの伝達関数は、適用された平均電圧が負であることを表している。誘導負荷の端子間における負の電圧の振幅は、電流を急激に減少させる最大値となる。測定電流が設定値に近づくにつれ、誤差は減少し、負荷サイクルは再度増加する。負荷に適用された電流もまた、電流が設定値に向かって収束可能なその最大値に到達する。増幅された誤差は、測定電流が設定値に近づくにつれて減少する。この例では、符号の変化はない。] 図２１
[0099] 図１５〜図２１に関する解の場合、静誤差は、正の交番と負の交番との間で異なる。このようにして、負荷の端子間において全く同一の平均電圧［数７］を生成するために、誤差は２つの交番の場合において異なる。
正の交番の場合においては、［数１１］である。] 図１５ 図１６ 図１７ 図１８ 図１９ 図２０ 図２１
[0100] ここで、［数１２］は、正の交番の場合において増幅された誤差を示す。]
[0101] 負の交番の場合においては、［数１３］である。]
[0102] ここで、［数１４］は、負の交番の場合において増幅された誤差を示す。]
[0103] 従って、誤差の比率は、［数１５］となる。]
[0104] ]
[0105] 負の静誤差は、正の静誤差よりも大きく、例えば、もし電源電圧が４９Ｖであり、１Ｖが負荷の端子間で設定された場合、比率は５０である。これは、電圧変動範囲において不連続であることを示している。それ以後、交番間の変化の間での電流の脱同期化が発生するおそれがある。この主要な静誤差は、しかしながら、静的増幅率における増加によって相殺される。]
[0106] 図２２は、本発明に係る４状態制御回路を実装するため、及びこの静誤差問題を未然に防ぐためのレギュレーションループ８００の第２の実施の形態を示す。] 図２２
[0107] レギュレーションループ８００は、次の要素を備えている。
− 相殺器８０１。
−増幅器８０２。
−負荷サイクルαを有するＰＷＭ（パルス幅変調）信号の発生器８０３。
− 負荷サイクルαのＰＷＭ信号を負荷サイクルα’に変換するため（及び負荷サイクルα’のＰＷＭ信号を補完する負荷サイクル［数１６］のＰＷＭ信号を供給するため）の変換器８０９。]
[0108] −負荷（通常、誘導負荷）８０７に鋸歯状電圧、ループ８００によって閉じられた電流を形成する測定電圧Ｉmesの供給を行う正の交番状態８０５又は負の交番状態８０６におけるフォー・クオドラントブリッジ。
− 正の交番８０５及び負の交番８０６の間で切り替えるための制御手段８０８。]
[0109] レギュレーションループ８００は、次のように動作する。すなわち、電流設定値Ｉrefを、閉じられた電流Ｉmesの測定値と比較する。相殺器８０１によって決定される電流設定値Ｉrefと、閉じられた電流の測定値Ｉmesとの間における差異Ｅを、増幅された差異Ｅａ（増幅率Ｇは、比例ゲイン、積分ゲイン及び微分ゲインの組み合わせであり得る）を供給するための増幅率がＧである増幅器８０２によって増幅する。増幅された誤差Ｅａを、キャリア、通常、三角形状又は鋸歯状の信号と比較する。それにより、発生器８０３を経由して、パルス幅が増幅された誤差（αはＰＷＭ信号の負荷サイクルを示す）によって変調されたＰＷＭ信号が作り出される。]
[0110] 負荷サイクルαのＰＷＭ信号は、［数１７］と等しい負荷サイクルα’と同じ周波数の別のＰＷＭ信号を得るために、変換器８０９によって変換される。]
[0111] ]
[0112] 変換器８０９は、例えば、５０％の負荷サイクルのＰＷＭ信号と、負荷サイクルαのＰＷＭ信号との間で減算を実行するための手段を備えている。得られたＰＷＭ信号は、負荷サイクル［数１８］を有する。]
[0113] ]
[0114] この減算は、図２３で示すように、排他的論理和論理機能によって得ることができる。排他的論理和機能の入力は、５０％の負荷サイクル、及び負荷サイクルαのＰＷＭ信号を有する同期化ＰＷＭ信号であり、負荷サイクル［数１８］のＰＷＭ信号は、出力において直接得られる。] 図２３
[0115] 変換器８０９もまた、負荷サイクル［数１８］のＰＷＭ信号を倍増する手段を有する。すなわち、得られた信号は、パルス幅が２倍に増えたＰＷＭ信号である。従って、負荷サイクルは、［数１７］である。最終的に変換器８０９は、負荷サイクルαのＰＷＭ信号を、負荷サイクル［数１９］と同じ周波数のＰＷＭ信号に変換する。]
[0116] ]
[0117] ＰＷＭ信号を倍増させるのに使用されるこれらの手段は、２つのカウンタを使用して形成することができる。これらのカウンタの使用は、図２４で説明される。] 図２４
[0118] 負荷サイクル（α—１／２）の処理可能な信号から始まり、処理可能な信号の上昇端で得られた信号（倍増された信号）は、高い状態に変化し、第１のカウンタは、クロックにより調整されて、パルス幅の継続時間中増加し、それから停止する。落下端では、第２のカウンタが増加する（第１のカウンタと同じクロックにより調整されて）。この第２のカウンタの値が、第１のカウンタの値と等しくなったとき、得られた信号は取り消される。得られた信号は、処理可能な信号のパルス幅の２倍のパルス幅を有する。]
[0119] 正の交番８０５と負の交番８０６とを切り替えるための制御手段８０８は、次の状態（図２５で説明した）を取る。
−ブリッジが正の交番８０５にあり、負荷サイクルαが正確に５０％未満であるとき、状態の変化を検出し、負の交番に切り替える。すなわち、符号レッグは切り替わる。
− ブリッジが負の交番８０６にあり、負荷サイクルαが５０％以上のとき、状態の変化を検出し、正の交番に切り替える。すなわち、符号レッグは切り替わる。] 図２５
[0120] 図８に示すように、正の交番（αは５０％以上）の間、負荷サイクルα’のＰＷＭ信号は、スイッチＡＬに送られ、負荷サイクル（１−α’）の補完的なＰＷＭ信号は、スイッチＡＨに送られる。] 図８
[0121] 負の交番（αは正確に５０％未満である）の間、負荷サイクル１−α’のＰＷＭ信号は、スイッチＡＬに送られ、負荷サイクルα’の補完的なＰＷＭ信号は、スイッチＡＨに送られる。]
[0122] ブリッジが正の交番にあり、負荷サイクルαが正確に５０％未満のとき、手段８０８は、スイッチＢＨの開放及びスイッチＢＬの閉鎖を制御する。反対に、ブリッジが正の交番にあり、負荷サイクルαが５０％以上のとき、手段８０８は、スイッチＢＬの開放及びスイッチＢＨの閉鎖を制御する。]
[0123] 手段８０８は、レッグを正の交番（正の符号信号）から、負の交番（負の符号信号、又はゼロの符号信号が選択可能）に切り替え可能にすることによって、符号レッグＢを制御するための符号信号を使用すると有利である。]
[0124] ブリッジの伝達関数は、正の交番にあるか、又は負の交番にあるかによって算出される。
− 正の交番：
・磁化状態：バス電圧＋Ｕdcは、継続時間［数２０］の間、負荷に供給される。]
[0125] ・高フリーホイーリング状態：ゼロ電圧は、継続時間［数２１］の間、負荷に供給される。]
[0126] ・従って、負荷によって得られる平均電圧は、［数２２］である。]
[0127] − 負の交番：
・磁化状態：バス電圧−Ｕdcは、継続時間［数２３］の間、負荷に供給される。]
[0128] ・低フリーホイーリング状態：ゼロ電圧は、継続時間［数２４］の間、負荷に供給される。]
[0129] ・従って、負荷によって得られる平均電圧は、［数２５］である。]
[0130] ]
[0131] すなわち、本発明のこの実施の形態に係る制御回路は、積（２α—１）×ＵDCと等しい平均電圧を正の交番８０５、及び負の交番８０６の間、負荷に適用する手段を備えている。]
[0132] 図２６は、フォー・クオドラントブリッジの伝達関数、すなわち、図２２において示されるような４状態のレギュレーションループの場合における負荷サイクルαに従う負荷によって観察される平均電圧［数７］を示す。平均電圧の線形の挙動を、明確に観察することができる。すなわち、この伝達関数は、負荷サイクルの変換がなされているという事実を除いて、既知の２状態フォー・クオドラントブリッジのための制御のものと同一である。この伝達関数によって静誤差問題は解決可能であることが、その対称性によって、容易に理解し得ると思う。] 図２２ 図２６
[0133] 制御戦略（図１５によるレギュレーションループを使用する制御回路の場合及び図２２によるレギュレーションループを使用する制御回路の場合の両方）を可能にする多様な制御手段は、例えば、ＦＧＰＡ（field programmable gate array）に組み込まれた論理手段である。] 図１５ 図２２
[0134] 本発明は、上に記載した実施の形態だけに限定されるものではないことは言うまでもない。]
[0135] 以上、本発明を、電磁気バルブアクチュエータへ適用した場合について説明したが、本発明は、例えば、電気モータのような誘導負荷によって制御されるいかなる種類の電気機械にも適用し得るものである。]
[0136] 電気機械へ適用した場合、その機械は、単相でも三相でもよい。]
[0137] さらに、本発明の実施の形態として、誘導負荷における電流の制御に関して説明してきたが、本発明は、この同じ負荷の端子間における電圧の制御にも適用し得ることは明らかである。]
[0138] さらに、ＦＰＧＡが、状態機械を実装するためにプログラムされている適用例について述べたが、この状態機械を、結線論理を使用することにより実装することも可能である。]
[0139] 以上本発明を、ＭＯＳＦＥＴトランジスタを使用している場合について詳しく述べた。しかし、他のタイプのトランジスタ（たとえば、ＩＧＢＴ）もまた、本発明の技術思想から逸脱することなく適用し得ることは言うまでもない。]
[0140] 最後に、前記したいかなる構成要素も、等価の要素と、置換えできることは言うまでもない。]
[0141] １０…磁気回路（負荷）
１００…制御回路
１０９…ＤＣ電源
１１０…電気制御部材
２０１…電流測定分流器
２０２…演算増幅器、
５，６，７，８，１０５，１０６，１０７，１０８，２０３，２０４…端子、
３００…フォー・クオドラント制御回路、
４００…回路、
５００…チャージポンプ回路、
５０１…補助電源装置、
５０２…ダイオード、
５０３…キャパシタ、
５０４，５０５…スイッチ、
６００，７００，８００…レギュレーションループ、
６０１，７０１，８０１…相殺器、
６０２，７０２，８０２…増幅器、
６０３，７０３，８０３…発生器、
６０４…フォー・クオドラントブリッジ、
６０５…負荷、
７０８，８０８…制御手段、
８０９…変換器、
９…電源
ＡＨ…第１のスイッチ
ＢＨ…第２のスイッチ
ＡＬ…第３のスイッチ
ＢＬ…第４のスイッチ]

权利要求:

請求項1
電気制御部材（１１０）における電流、又は前記電気制御部材の端子間の電圧を制御する回路（１００，２００，３００，４００，６００，７００）であって、−４つの端子（１０５，１０６，１０７，１０８）と、４つの制御スイッチ（ＡＨ，ＡＬ，ＢＨ，ＢＬ）を備えるブリッジと、−前記ブリッジのための電源（１０９）と、−パルス幅変調によって、前記４つのスイッチの中の少なくとも２つを制御する手段とを備え、前記電源（１０９）は、前記ブリッジの第１の端子（１０５）及び第２の端子（１０６）の間で接続され、前記電気制御部材（１１０）は、前記ブリッジの第３の端子（１０７）及び第４の端子（１０８）の間で接続され、前記第１のスイッチ（ＡＨ）は、前記ブリッジの前記第１の端子（１０５）及び前記第３の端子（１０７）の間で接続され、前記第２のスイッチ（ＢＨ）は、前記ブリッジの前記第１の端子（１０５）及び前記第４の端子（１０８）の間で接続され、前記第３のスイッチ（ＡＬ）は、前記ブリッジの前記第３の端子（１０７）及び前記第２の端子（１０６）の間で接続され、前記第４のスイッチ（ＢＬ）は、前記ブリッジの前記第４の端子（１０８）及び前記第２の端子（１０６）の間で接続されている前記回路において、この回路は、−前記第１（ＡＨ）及び第４（ＢＬ）のスイッチが閉じ、前記第２（ＢＨ）及び第３（ＡＬ）のスイッチが開いている第１の状態、−前記第２（ＢＨ）及び第３（ＡＬ）のスイッチが閉じ、前記第１（ＡＨ）及び第４（ＢＬ）のスイッチが開いている第２の状態、−以下の２つの状態のうちの少なくとも１つの状態、○前記第３（ＡＬ）及び第４（ＢＬ）のスイッチは閉じ、前記第１（ＡＨ）及び第２（ＢＨ）のスイッチは開いている第３の状態、○前記第１（ＡＨ）及び第２（ＢＨ）のスイッチは閉じ、前記第３（ＡＬ）及び第４（ＢＬ）のスイッチは開いている第４の状態を取り、前記パルス幅変調制御手段は、−前記第１の状態から、前記第３又は第４の状態のうち少なくとも１つの状態への遷移、−前記第２の状態から、前記第３又は第４の状態のうち少なくとも１つの状態への遷移、−前記第３又は第４の状態のうち少なくとも１つの状態から、前記第１の状態への遷移、−前記第３又は第４の状態のうち少なくとも１つの状態から、前記第２の状態への遷移を許容するようになっていることを特徴とする回路（１００，２００，３０，４００，６００，７００）。
請求項2
前記パルス幅変調制御手段は、以下を許可する特性を有する制御回路であって、−第１の、いわゆる負の交番フェーズは、前記第１の状態から前記第３の状態への遷移及び前記第３の状態から前記第１の状態への遷移を許容し、前記第１（ＡＨ）及び第３（ＡＬ）のスイッチは、振幅レッグ（Ａ）と呼ばれる第１のレッグを形成し、いわゆるチョッピング周波数で切り替わり、前記第２（ＢＨ）及び第４（ＢＬ）のトランジスタは、符合レッグ（Ｂ）と呼ばれる第２のレッグを形成し、それぞれ閉じておりかつ開いており、−第２の、いわゆる正の交番フェーズは、前記第２の状態から前記第４の状態への遷移及び前記第４の状態から前記第１の状態への遷移を許容し、前記第１（ＡＨ）及び第３（ＡＬ）のスイッチは、前記いわゆるチョッピング周波数で切り替わり、前記第２（ＢＨ）及び第４（ＢＬ）のスイッチは前記符号レッグ（Ｂ）の前記第２（ＢＨ）及び第４（ＢＬ）スイッチを切り替え、これにより、前記チョッピング周波数未満の周波数で前記負及び正の交番間の遷移を確実にするようになっていることを特徴とする、請求項１に記載の制御回路（３００，４００，６００，７００）。
請求項3
前記電気制御部材（１１０）及び前記第４端子（１０８）の間に直列接続される分流レジスタ（２０１）を備えることを特徴とする、請求項２に記載の制御回路（４００）。
請求項4
演算増幅器（２０２）と、前記演算増幅器の反転入力、及び非反転入力を形成する前記分流レジスタ（２０１）の端子とを備えることを特徴とする請求項３に記載の制御回路（４００）。
請求項5
−充電した際に、前記第２のスイッチ（ＢＨ）へ制御電圧を供給するのに適したチャージポンプキャパシタ（５０３）と、−前記第４のスイッチ（ＢＬ）が閉じた際に前記チャージポンプキャパシタを充電するのに適し、前記第１の電源によって供給される電圧よりも低い電圧を供給する第２の電源（５０１）と、−前記チャージポンプキャパシタが前記第２の電源から再充電されるために前記制御回路が正の交番フェーズにあるとき、前記第４の状態から前記第３の状態への遷移を強いる手段とを備えることを特徴とする請求項２〜４のいずれか１項に記載の制御回路（４００）。
請求項6
前記制御手段は、−負荷サイクルαを有するパルス幅変調信号を生成するための手段（７０１，７０２，７０３）と、−前記負荷サイクルαを有する前記パルス幅変調信号を前記第３のトランジスタ（ＡＬ）に適用し、負荷サイクル１−αを有するパルス幅変調信号を前記第１のトランジスタ（ＡＨ）に適用するための手段（７０５，７０６）と、−次の状態装置を実装し、前記正及び負の交番フェーズの間を通過するための手段（７０８）とを備え、前記状態装置は、○前記ブリッジが正の交番フェーズにあり、負荷サイクルαが取り消されるとき、前記装置は状態の変化を検出し、負の交番フェーズに変更し、○前記ブリッジが負の交番フェーズにあり、負荷サイクルαが１００％に等しいとき、前記装置は状態の変化を検出し、正の交番フェーズに変更するようになっていることを特徴とする、請求項２〜５のいずれか１項に記載の制御回路（７００）。
請求項7
前記電源は、ＤＣ電圧＋ＵDCを供給し、−前記正の交番フェーズの間、積α×ＵDCと等しい平均電圧を、前記電気制御部材に適用するための手段（７０５）と、−前記負の交番フェーズの間、（α—１）×ＵDCと等しい平均電圧を、前記電気制御部材に適用するための手段（７０６）とを備えることを特徴とする、請求項６に記載の制御回路（７００）。
請求項8
前記制御手段は、−負荷サイクルαを有する前記パルス幅変調信号を生成する手段（８０１，８０２，８０３）と、−負荷サイクルαを有する前記パルス幅変調信号を、負荷サイクルα´＝│２α—１│を有するパルス幅変調信号に変換するための手段（８０９）と、−負荷サイクルα´を有する前記パルス幅変調信号を、前記第３のトランジスタ（ＡＬ）に適用し、前記正の交番フェーズの間、負荷サイクル１−α´を有するパルス幅変調信号を、前記第１のトランジスタ（ＡＨ）に適用するための手段（８０５）と、−負荷サイクル１−α´を有する前記パルス幅変調信号を、前記第３のトランジスタ（ＡＬ）に適用し、前記負の交番フェーズの間、前記負荷サイクルα´を有する前記パルス幅変調信号を、前記第１のトランジスタ（ＡＨ）に適用するための手段（８０６）と、−次の状態装置を実装し、前記正及び負の交番フェーズの間を通過するための手段（８０８）とを備え、前記状態装置は、○前記ブリッジが前記正の交番フェーズにあり、前記負荷サイクルαが正確に５０％未満であるとき、前記装置は状態の変化を検出し、前記負の交番フェーズに変更し、○前記ブリッジが前記負の交番フェーズにあり、前記負荷サイクルαが５０％以上であるとき、前記装置は状態の変化を検出し、前記正の交番フェーズに変更するようになっていることを特徴とする、請求項２〜５のいずれか1項に記載の制御回路（８００）。
請求項9
前記電源は、ＤＣ電圧＋ＵDCを供給し、積（２α—１）×ＵDCに等しい平均電圧を、前記正及び負の交番フェーズの間、前記電気制御部材に適用するための手段を備えていることを特徴とする、請求項８に記載の制御回路（８００）。
請求項10
負荷サイクルαを有する前記パルス幅変調信号を負荷サイクルα´＝│２α—１│を有する前記パルス幅変調信号に変換するための前記手段は、−負荷サイクルが５０％に等しい信号と前記負荷サイクルαの信号との間で減算を実行するための手段と、−前記減算によって得られる信号を倍増させるための手段とを備えることを特徴とする、請求項７又は８に記載の制御回路。
請求項11
負荷サイクルが、５０％に等しい信号と前記負荷サイクルαの信号との間で減算を実行するための前記手段は、それぞれ、前記負荷サイクル５０％の信号及び前記負荷サイクルαの信号である２つの入力を有する排他的論理和論理機能を実行する手段であることを特徴とする、請求項１０に記載の制御回路。
請求項12
前記減算によって得られる信号を倍増させるための手段は、少なくとも１つのカウンタを備えていることを特徴とする、請求項１０又は１１に記載の制御回路。
請求項13
前記制御手段はプログラマブル論理回路に含まれていることを特徴とする、請求項１〜１２のいずれか１項に記載の制御回路。
請求項14
前記スイッチは、ＭＯＳＦＥＴトランジスタであることを特徴とする、請求項１〜１３のいずれか１項に記載の制御回路。
請求項15
請求項１〜１４のいずれか１項に記載の制御回路を使用する方法であって、可変インダクタンスを伴う誘導負荷によって形成されている電気部材用に用いられる使用方法。
請求項16
前記電気部材は、動作部分を有するアクチュエータに含まれ、前記電気部材は、動作部分変位幅を制御することを特徴とする、請求項１５に記載の使用方法。
請求項17
前記アクチュエータは、自動車用の電磁気バルブアクチュエータであることを特徴とする、請求項１６に記載の使用方法。